Ф.Шарапов
Радіо-Дизайн N 11

У радіоаматорській літературі наводилося кілька методик налаштування кварцових фільтрів. Всі вони приблизно однакові і зводяться до попереднього макетування з метою вимірювання параметрів кварців і досить великий обсяг громіздких математичних обчислень. Тим не менш, після монтажу, отримувана амплітуно-частотна характеристика (АЧХ) фільтра, як правило, дуже далека від бажаної. Очевидно, позначається розкид параметрів елементів фільтра і монтажних ємностей, що важко враховуються. В результаті доводиться витрачати багато часу на корекцію АЧХ підбором ємностей фільтра та узгоджувальних резисторів.

Виходячи з вищевикладеного, виникла ідея відмовитись від розрахунків взагалі. Оскільки їх результати недосконалі і замість макетування обмежитися перевіркою працездатності, власне, кварцових резонаторів (для цього досить простого генератора на одному транзисторі і осцилографа), а налаштування основних параметрів фільтра проводити, використовуючи конденсатори змінної ємності (КПБ).

Рис.1 Кварцові фільтри з "паралельними" ємностями

Стрілки ААі ББ показаний другий варіант включення КПЕ. Резистори R1, R4 (0…300 Ом) встановлюються за наявності великих викидів на АЧХ. Конденсатор С4 підбирається в межах від 0 до 30 пФ.

З метою мінімізації числа конденсаторів були обрані схеми фільтрів, що містять тільки паралельні ємності, рис.1. Оскільки фільтри симетричні (щодо їх входу-виходу), можна було використовувати здвоєні КПЕ від радіомовних приймачів ємністю 12 - 495 пФ. Крім цього, знадобиться ще один, заздалегідь проградуйований пФ, односекційний змінний конденсатор.

Настроювання фільтра зводиться до наступного.

Для налаштування може знадобитися прилад для вимірювання амплітудно-частотних характеристик Х1-38 або подібний до нього. Я ж використовую осцилограф та саморобну приставку (див. нижче).

Спочатку всі конденсатори встановлюються в положення, що відповідає ємності 30...50 пФ. Контролюючи АЧХ фільтра на екрані приладу, обертанням конденсаторів у невеликих межах, домагаємось необхідної смуги пропускання. Потім, підстроюванням змінних резисторів (використовувати тільки безіндукційні, наприклад, СП4-1) на вході та виході фільтра, намагаємося вирівняти вершину АЧХ. Наведені вище операції повторюються кілька разів до отримання бажаної АЧХ.

Далі замість кожної окремої секції КПЕ припаюємо заздалегідь проградуйований конденсатор, за допомогою якого намагаємося оптимізувати АЧХ фільтра. За його шкалою визначаємо ємність постійного конденсатора та виконуємо заміну. Таким чином, усі секції КПЕ по черзі замінюються конденсаторами постійної ємності. Так само чинимо зі змінними резисторами, які згодом замінимо на постійні.

Остаточне "доведення" фільтра проводиться безпосередньо за місцем, наприклад, у трансівері. Після установки фільтра в трансівер можливо буде потрібно корекція номіналів цих резисторів, при цьому для оптимального узгодження фільтра з виходом змішувача і входом УПЧ, ГКЧ і осцилограф необхідно підключати згідно схеми, наведеної на рис.2.

Рис.2 Підключення кварцового фільтра для остаточного налаштування

За описаною методикою було виготовлено декілька фільтрів. Хочеться наголосити на наступному. Налаштування трьох або чотирьох кристальних фільтрів при певній навичці займає не більше години, проте з 8-ми кристальними фільтрами витрати часу набагато вищі. При цьому спроби попереднього налаштування спочатку двох окремих 4-х кристальних фільтрів, а потім їх стикування - виявилися безплідними. Найменший розкид їх параметрів (а це завжди має місце) призводить до викривлення результуючої АЧХ. Цікаво також відзначити, що теоретично рівні ємності (наприклад, С1=СЗ, на рис. 1а; С1=С7; СЗ=С5, на рис.1б) після налаштування градуйованим КПЕ оптимальної АЧХ мали помітний розкид.

На мій погляд, гідністю цієї методики є її наочність. На екрані приладу добре видно, як змінюється АЧХ фільтра в залежності від зміни ємності кожного конденсатора. Наприклад, з'ясувалося, що в окремих випадках цілком достатньо поміняти ємність одного конденсатора (за допомогою реле) для того, щоб змінити смугу пропускання фільтра без особливого погіршення її прямокутності.

Як зазначалося вище, для налаштування фільтра використовується осцилограф С1-77 і перероблена приставка для вимірювання АЧХ .

Чому саме С1-77? Справа в тому, що на його бічній стінці є роз'єм, на якому є пилкоподібна напруга генератора розгортки. Це дозволяє спростити саму приставку та виключити з її схеми генератор пилкоподібної напруги (ДПН). Тому відпадає необхідність додаткової синхронізації і стає можливим спостереження стабільної АЧХ при різних тривалостях розгортки. Очевидно, що можна пристосувати і осцилографи інших типів, можливо після невеликої доробки.

Оскільки спрощена приставка використовується тільки при роботі з кварцовими фільтрами поблизу частоти 8 МГц, то всі інші піддіапазони з неї були виключені.

Також, у використовуваній приставці, потрібно трохи збільшити вихідну напругу. Для цього достатньо переробити вихідний каскад на резонансний. Він повинен налаштовуватися в резонанс щоразу після того, як до його виходу підключатиметься новий фільтр.

Рис.3 Приставка до осцилографа для налаштування кварцових фільтрів

Література

1. В.Жалнераускас. Серія статей «Кварцові фільтри» Журнал «Радіо» № 1, 2, 6 1982, № 5, 7 1983
2. С.Бунін, Л.Яйленко «Довідник короткохвильовика» вид. "Техніка" 1984 р.
3. В.Дроздов «Короткохвильові трансівери» вид. «Радіо та зв'язок» 1988 р.
4. Журнал «Радіо» №5 1993 р. «Генератор коливання частоти»

При перевірці та налагодженні трактів ПЧ із кварцовими фільтрами або окремих кварцових фільтрів у більшості радіоаматорів виникає проблема, де взяти тестовий сигнал. Не завжди можна виміряти параметри непрямим методом з використанням змішувачів приймача. Не всі доступні і відносно дешеві прецизійні, функціональні вимірювальні генератори перекривають спектр частот 30...90 МГц або стабільність стандартних ВЧ-генераторів (з функцією ГКЧ) не дозволить ювелірно виміряти і налагодити властивості кварцових фільтрів. А найчастіше просто немає такої техніки в наявності і купувати тільки для цих робіт дорогий генератор нерозумно.

У цій статті наводиться опис двоканального генератора, керованого напругою (ГУН) з малим (кілька десятків кілогерц) діапазоном перебудови, центральною частотою 2...90 МГц, вихідним опором 50 Ом та вихідним сигналом розмахом 100...300 мВ. Пристрій розрахований на роботу у складі вимірювача АЧХ замість ГКЧ, а також може працювати разом з іншим генератором пилкоподібного сигналу.

Для отримання стабільної роботи ГУН як частотозадаючі елементи були застосовані недорогі та доступні керамічні резонатори на частоти 2...12 МГц і подальше множення частоти. Звичайно, сучасна елементна база дозволила б на DDS-генераторах або генераторах з ФАПЧ вирішити таку ж задачу (з мікроконтролером та відповідним програмним забезпеченням), але тоді складність такого пристрою перевищила б складність апаратури, що перевіряється. Тому метою було створення простого генератора з використанням доступних елементів та не займатися виготовленням котушок індуктивності, а також налагодити пристрій за допомогою простих вимірювальних приладів.

Пристрій розділений на окремі функціональні вузли, які можна монтувати чи ні, залежно від потреб власника. Наприклад, якщо у вас є мультифункціональний DDS-генератор, можна генератори не збирати і для виходу на кінцеву частоту обійтися тільки помножувачами частоти і основним фільтром. Щоб уникнути нестабільної роботи, я рекомендую застосувати у високочастотній частині виключно КМОП-мікросхеми серії 74АСхх.

Плата пристрою (рис. 1) розмірами 100x160 мм розроблена таким чином, що її можна виготовити односторонньою (верхня сторона, на якій розміщені всі елементи, крім дротяних перемичок) або двосторонньої, якщо планується використовувати пристрій на частотах більше 25 МГц. Нумерація елементів на важливу схему і платі починається з цифри, присвоєної вузлу, куди вони входять. На рис. 2 показано монтаж елементів на односторонньому варіанті плати. У цьому випадку висновки мікросхеми в корпусі DIP припаюють з боку друкованих провідників, що потребує особливої ​​уваги.

Мал. 1. Плата пристрою розмірами 100x160 мм

Мал. 2. Монтаж елементів на односторонньому варіанті плати

Керамічні резонатори мають хорошу короткочасну стабільність частоти, що дозволяє використовувати їх сигнал для налагодження кварцових фільтрів і надійно заміряти круті скати. Міжрезонансний інтервал у таких резонаторів значно більше, ніж у кварцових. Їх можна без особливих проблем тягнути за частотою +0,3...-2 % від номінального значення. У табл. 1 наведено основні параметри п'єзокерамічних резонаторів, куплених у 2015 р. в Росії, та їх діапазон перебудови за частотою для випадку побудови генератора на логічних елементах мікросхеми 74АС86.

Таблиця 1

Тип резонатора 1)	Номінальна частота, МГц	Число висновків	Мінімальна частота 2) , МГц	Максимальна частота 3) , МГц

1) Р – резонатори серії ZTA, PC – резонатори серії ZTT (з вбудованими конденсаторами), Д – дискримінаторні (для застосування в ЧС-детекторах). 2) Із двома конденсаторами по 280 пФ. 3) Із двома конденсаторами по 20 пФ.

Керамічні резонатори на більш високі частоти (більше 13 МГц), очевидно, виготовляють за іншою технологією, та їх діапазон перебудови за частотою дуже малий. Резонатори серії ZTT мають вбудовані конденсатори, і тому перебудувати їх по частоті набагато важче, при цьому не завжди можна отримати номінальну частоту.

У табл. 2 наведені найбільш поширені значення частоти ПЧ у різних радіоприймальних пристроях (РПУ) та трансіверах, а також варіанти генерування цих частот за допомогою керамічних резонаторів. Аналіз необхідних коефіцієнтів множення або поділу виявить необхідність застосування множення на два для розширення числа можливих варіантів та забезпечення якості сигналу.

Таблиця 2

ПЧ, МГц	Основне застосування	Частота генераторів, МГц
		Варіант 1	Варіант 2	Варіант 3	Варіант 4
	Трансівери саморобні
	Трансівери саморобні
	Трансівери саморобні
	Трансівери саморобні
	Трансівери саморобні
	Трансівери саморобні
	Стандартна
	Трансівер IC R-75
	Трансівери Сі-Бі діапазону
	Стандартна
	Громадянські РПУ
	Стандартна
	Трансівери YAESU
	Трансівери
	Побутові РПУ
	Трансівери
	Трансівери
	Трансівери
	Трансівери
	Трансівери
	Трансівери
	Побутові РПУ
	Трансівери ICOM
	РПУ Бригантина
	Трансівери
	Трансівери
	Трансівер IC R-75
	Трансівери
	РПУ EKD (ГДР)
	Трансівери
	Трансівери
	Трансівери
	Трансівери
	Трансівери
	Саморобні РПУ

Для розуміння роботи пропонованих помножувачів частоти наведу короткі параметри спектрів вихідних сигналів логічних КМОП-елементів серії 74АС. Ці швидкодіючі елементи працюють при напрузі живлення 2...6, і без ємнісного навантаження мінімальна тривалість фронту вихідних імпульсів - 1 нс, що дозволяє отримати суттєві спектральні складові аж до частоти 250 МГц. При цьому вихідний опір елементів – близько 25 Ом, що полегшує отримання значної енергії найвищих гармонійних складових. Передавальна характеристика логічних елементів цієї серії симетрична, а вихідний каскад має однакову здатність навантаження і швидкістю перемикання для струму, що витікає і витікає. Таким чином, вихідний сигнал логічних елементів і тригерів серії 74АСхх до частот 30 МГц можна вважати ідеальним, і всі закони математики, що відносяться до спектрів імпульсних сигналів, можна застосувати практично з високою точністю.

Прямокутний сигнал з однаковою тривалістю імпульсу t і паузи t п так званий меандр (скважність Q = T/t і = 2, де Т - період слідування імпульсів Т = t і + t п, але іноді використовується термін "коефіцієнт заповнення", зворотний шпаруватості К = 1/Q), містить у спектрі, крім першої гармоніки (F 1 = 1/T - основна частота), ще й непарні гармоніки (2n+ 1)F 1 , де n = 1, 2, 3.... На практиці придушення парних гармонік може досягати 40 дБ без застосування особливих заходів, а щоб отримати пригнічення до 60 дБ, доведеться забезпечити довготривалу стабільність параметрів елементів за допомогою ООС та з додатковим ретельним регулюванням.

Досвід показав, що дільники частоти на два (D-тригери та JK-тригери серії 74АСхх, а також дільник частоти 74АС4040) на частотах до 4 МГц забезпечують таке пригнічення до 60 дБ. При вихідній частоті 30 МГц воно зменшується до 30 дБ, але в частотах понад 100 МГц виражене придушення парних гармонік відсутня.

Тому меандр має особливе значення у помножувачах частоти через відносну чистоту спектра, що спрощує наступні фільтри. Тому в запропонованому пристрої передбачені елементи налаштування симетрії сигналу. Практично ідеальні вихідні характеристики елементів серії 74АСхх дозволяють без застосування аналізатора спектра за допомогою елементів регулювання отримати бажану форму сигналу, вимірюючи середню постійну напругу на виході. Пригнічення парних гармонік до 40...50 дБ на частотах до 20 МГц виходить без проблем.

Вимірювання шпаруватості (коефіцієнта заповнення) вихідного сигналу можна провести за допомогою цифрового мультиметра в режимі вимірювання постійної напруги (R вх ≥ 10 МОм), не змінюючи межу вимірювання (рис. 3). Спочатку мультиметр калібрують, для цього його через резистор опором 33...100 ком підключають до ліній живлення (безпосередньо до відповідних висновків мікросхеми). Так як вхідний опір мультиметра 10 МОм, його показання (U до) будуть на 0,3 ... 1% менше напруги живлення. Резистор разом з усіма ємностями проводів і мультиметра входу утворюють ФНЧ для високочастотного сигналу. Якщо на виході логічного елемента є імпульсний сигнал з Q = 2, мультиметр покаже U вих = 0,5 U к. На рис. 4 показаний спектр сигналу на виході генератора мікросхемі 74АС86 без особливих заходів симетрування, придушення другої гармоніки стосовно першої - близько 36 дБ. Для роботи з помножувачем частоти це не дуже добре.

Мал. 3. Вимірювання шпаруватості (коефіцієнта заповнення) вихідного сигналу

Мал. 4. Спектр сигналу на виході генератора мікросхеми 74АС86

Якщо порушити симетричність вихідного сигналу, можна досягти придушення інших спектральних складових. Наприклад, за Q = 3 (рис. 5) у вихідному сигналі пригнічуються гармоніки, кратні трьом (рис. 6). Налагодження такого режиму здійснюють також за допомогою мультиметра, тільки треба отримати середню напругу U вих = 0,333U (або 0,666U). Цей варіант особливо цікавий, якщо необхідно отримати множення надвоє або чотири. На вищих гармоніках витрати на фільтри вже ускладнюють практичне застосування цього варіанта.

Мал. 5. Спектр сигналу

Мал. 6. Спектр сигналу

Таким чином, меандр ідеально підходить для отримання непарних гармонік сигналу, аж до сьомого. Вищі вже сильно ослаблені, і їх виділення зажадало б складних фільтрів та підсилювачів. Другу і четверту гармоніки найкраще отримати при шпару вихідного сигналу Q = 3. Якщо в спектрі потрібні всі ближні гармоніки, треба налаштувати Q = 2,41 (К = 41,5%).

Тут слідує важливе зауваження. Іноді буває, що у приймачі "блукають" перешкоди від власної системи ФАПЧ гетеродина чи мікроконтролера. Умілим підбором шпаруватості тактового сигналу можна придушити частину гармонік, що заважають. Але в цілому загальне тло гармонік від тактового сигналу можна знизити, якщо за умовчанням встановити його шпару точно Q = 2.

У запропонованому пристрої переважно застосовані логічні КМОП-елементи, що працюють у лінійному режимі. Для цього використовується режим інвертора (якщо елемент двовходовий, другий вхід підключають до загального дроту або лінії живлення) і вводять ООС по постійному струму (мал. 7) підтримки робочої точки на середині передавальної характеристики. Резистор R3 забезпечують ООС, а за допомогою резисторів R1 та R2 можна зміщувати положення робочої точки на передавальній характеристиці. Ця схема також дозволяє симетрувати логічні елементи серій 74хСТхх, які мають поріг перемикання близько 1,2 В (при напрузі живлення 3,3 В). Критерій правильного налаштування – встановлення вихідної напруги на 50% від живлення. Опір резистора R2 вибирають якнайбільше, щоб він менше впливав на вхідні сигнальні ланцюги.

Мал. 7. Схема пристрою

Крутизна передавальної характеристики відповідає коефіцієнту посилення напруги 30...40дБ. Тому вхідний сигнал напругою кілька десятків мілівольт вже призводить до зміни вихідного від нуля до максимуму. Щоб зменшити шуми при перемиканні з одного стану до іншого, на вході треба забезпечити певну швидкість наростання сигналу (для серії 74АСхх - близько 125мВ/нс). При цьому існує нижня гранична частота, при якій під час проходження через активну ділянку характеристики не виникають шуми, що заважають або самозбудження.

Якщо на вході логічного елемента включений паралельний LC-контур, допускається подача нижчих вхідних сигналів без виникнення шуму. При напрузі живлення 3,3 на частоті 3 МГц мінімальний розмах напруги - 0,5...1 В. Для роботи на більш низьких частотах треба використовувати логічні елементи серій 74НСхх, MM74Схх, 40хх.

На основі елемента ВИКЛЮЧНЕ АБО (мікросхема 74АС86) можна легко зробити помножувач частоти на два, якщо сигнал подавати на один вхід безпосередньо, на інший вхід - через лінію затримки на основі RC-ланцюга (рис. 8). Якщо постійна часу RC-ланцюга (τ) істотно менше періоду проходження імпульсів Т, на виході отримаємо короткі імпульси при кожному перепаді вхідної напруги, тобто число імпульсів (а отже, і їх частота) збільшилося вдвічі. Зі збільшенням затримки (постійної часу RC-ланцюга) на конденсаторі С1 сигнал стає трикутним і зменшується його амплітуда, тому точність перемикання знижується і погіршується якість сигналу - фронти "плавають" з шумом. Такий помножувач працює стабільно при τ

Мал. 8. Помножувач частоти

Ще чистіший спектр вихідного сигналу буде у разі Q = 3 (рис. 9). При цьому помножувач "видасть" на виході гармоніки на частотах 2F 1, 4F 1, 8F 1, 10F 1, 14F 1, 16F 1 і т. д.). Практичне значення мають лише гармоніки на 2F 1 і 4F 1 , а придушення гармонік з частотами F 1 , 3F 1 , 5F 1 та 6F 1 рятує. При цьому налаштуванні на виході має бути U вих = 0,333U к.

Мал. 9. Спектр вихідного сигналу

Мал. 10. Спектр сигналу

Структурну схему вимірювального генератора показано на рис. 11. У схемі передбачено два генератори (G1, G2) однакової конструкції для розширення функціональних можливостей приладу. Після них у множнику-ділителі частоти U1 або множнику частоти U2 відбувається проміжне множення частоти. Коефіцієнт множення дорівнює одному, двом, трьом чи чотирьом. Крім того, у множнику-ділителі частоти U1 перед множенням частоту сигналу можна поділити на два або чотири. У змішувачі на виході елемента DD1 і після ФНЧ Z3 (частота зрізу - 100 кГц) формується сигнал частоті F = |n 1 F гун1 - n 2 F гун2 |. Змішувач працює на гармоніках.

Мал. 11. Структурна схема вимірювального генератора

У модульаторі працюють елементи DD2, DD3, Z1 і Z2, вони формують необхідну шпару сигналу для останнього етапу множення. При шпару Q = 2 елементи Z1 і Z2 не потрібні. DD4 та DD5 працюють як буферні підсилювачі, крім того, у них можна здійснити імпульсну модуляцію.

Генератор G3 формує короткі імпульси для імітації імпульсних перешкод, активується високим рівнем сигналу SPON. Якщо його частоту зменшити у 100...1000 разів (збільшенням ємності відповідних конденсаторів), у РПУ можна налагодити динаміку АРУ чи шумоподавлювача.

За допомогою фільтрів Z4 та Z5 виділяється потрібна гармоніка, а підсилювачі А2 та А3 надають сигналам необхідний рівень. На виході GEN-3 можна створити комбінований сигнал за допомогою перемичок S1 та S2.

Блок живлення (БП) забезпечує напругою 3,3 В вузли пристрою, а також є вихід напруги +3,9 В для живлення малопотужної апаратури, що перевіряється (радіоприймачі TECSUN, DEGEN та ін.) На вхід блоку живлення можна подавати напругу +5 В від USB -порту або зарядного пристрою стільникового телефону, а також від нестабілізованого мережевого блоку живлення з вихідною напругою 5...15 В. Струм, споживаний пристроєм, залежить від частоти генераторів і не перевищує 70 мА у повній комплектації.

У наступній частині статті будуть наведені докладний опис схеми пристрою і деякі конкретні приклади його комплектації для роботи на ПЧ, що часто зустрічаються, в радіоаматорських РПУ

(MS Word, ZIP)– 1,7 Мб. 10 хв @ 28,8 кБ/сек

Однією з основних завдань при створенні апаратури для аматорської КВ та УКХ радіозв'язку є селекція, яка вирішується за допомогою різноманітних фільтрів. Отримання високих параметрів фільтрів потребує високоякісних елементів. Такими елементами є магнітострикційні диски в електромеханічних фільтрах і кварцові резонатори в п'єзоелектричних фільтрах. У радіоаматорській практиці широкого поширення набули квазіполіномінальні сходові кварцові фільтри на однакових резонаторах.

Усі смугові фільтри будуються виходячи з перетворень фільтрів НЧ прототипів. Поліномінальні фільтри містять послідовні та паралельні контури. Такі фільтри мають геометрично симетричні характеристики щодо середньої частоти. Але при проектуванні в ряді випадків (вузька смуга, високі частоти та ін.) не дуже зручні з точки зору конструювання, виготовлення та налаштування через значну різницю величин елементів послідовних та паралельних контурів. Для досить вузькосмугових фільтрів співвідношення значень індуктивностей та ємностей у паралельних та послідовних плечах настільки велике, що величини елементів стають неприйнятними. Тому смугові фільтри часто реалізуються у вигляді схем, що складаються лише з послідовних або паралельних контурів, пов'язаних між собою індуктивними або ємнісними зв'язками. Яскравим прикладом можуть бути фільтри зосередженої селекції – ФСС на пов'язаних контурах і сходові кварцові фільтри. Характеристики згасання смугового фільтра на зв'язаних контурах при відносній смузі пропускання, що не перевищує 10-20% від середньої частоти фільтра, може бути дуже близькою до характеристики згасання поліномінального смугового фільтра з тим самим числом коливальних контурів. Розрахунок таких фільтрів може проводитись за допомогою таблиць поліномінальних НЧ прототипів. Тому ці фільтри називаються квазіполіномінальними.

Питання проектування та виготовлення квазіполіномінальних сходових кварцових SSB та CW фільтрів у аматорських умовах залишаються актуальними протягом чверті століття. За час, що минув, було опубліковано багато статей, присвячених цій темі. Піонером, визнаним спеціалістом та популяризатором сходових кварцових фільтрів серед радіоаматорів вважається J. Hardcastle (G3JIR). Він одним із перших приділив гідну увагу і вклав багато праці та таланту у розробку методики розрахунку зазначених вище фільтрів. Його стаття стала бестселером.

Розрахунок та моделювання якісних кварцових фільтрів із заданими параметрами складне завдання, що вимагає виконання великої кількості математичних розрахунків. Допомогти у вирішенні цього завдання може використовувати комп'ютери. Першим ентузіастом цього напряму у радіоаматорській практиці став U. Rohde (DJ2LR). Його знання та досвід у розрахунку мостових фільтрів відображено у програмі для сімейства малих комп'ютерів та докладно описано у .

Але не тільки за кордоном приділяли увагу кварцовим фільтрам. В. Жалнераускас опублікував на сторінках журналу «Радіо» цикл статей, у яких висвітлив нові, нерозкриті його попередниками, сторінки в теорії та практиці виготовлення кварцових фільтрів. Цікаву увагу приділили цій темі Бунін С. Г. та Яйленко Л. П. ст. «Довідник радіоаматора-короткохвильовика» українського дуету, «широко відомого у вузьких колах», друкувався багатотисячними тиражами.

З моменту виходу у світ зазначених вище праць прогрес, а разом з ним комп'ютерні та інформаційні технології, глибоко проникли у всі сфери діяльності людини. Не оминули вони і радіоаматорський рух. Комп'ютери все більше і більше знаходять застосування в аматорському радіозв'язку та конструюванні. Багато радіоаматорів стали застосовувати комп'ютери у вирішенні питань, пов'язаних із розрахунком та проектуванням кварцових фільтрів.

Використання комп'ютерних програм дозволяє швидко та якісно виконати великий обсяг математичних обчислень, провести аналіз результатів та вибрати найбільш прийнятний варіант. В Інтернеті на сайтах, присвячених аматорському радіозв'язку, можна знайти до десятка різних програм з розрахунку сходових кварцових фільтрів. Але в основному ці програми розраховують тільки величини конденсаторів зв'язку та вхідних опорів фільтрів, що проектуються. Крім цього, згадані програми мають досить велику похибку в результатах розрахунків, що в деяких випадках доходить до 50%. Ця похибка обумовлена ​​наявністю в еквівалентній схемі заміщення кварцового резонатора Cs і Rd (Рис. 1), які беруть участь у розрахунках під час використання згаданих програм.

При розрахунку електричних кіл кварцовий резонатор, згідно з стор. 39, може бути замінений еквівалентною схемою заміщення (рис. 1) з відповідними параметрами.

Мал. 1.Еквівалентна схема заміщення кварцового резонатора.

Ці параметри пов'язані між собою наступною залежністю:

У радіоаматорській практиці набули поширення переважно фільтри з характеристиками двох типів – Баттерворта і Чебишева. Фільтр Баттерворта характеризується монотонною зміною згасання у смузі пропускання та затримування. Згасання у смузі затримування змінюється приблизно на 6 дБ за октаву для кожного елемента схеми. Наприклад, п'ятиелементний фільтр матиме згасання 30 дБ при подвійній частоті зрізу і 60 дБ при чотирикратній частоті зрізу. За нормовану частоту зрізу для фільтра Баттерворта приймається частота, де згасання становить 3 дБ. Такі фільтри характеризуються меншим «дзвоном» і в основному застосовуються для прийому CW і під час роботи цифровими видами зв'язку (RTTY, AMTOR, PACTOR, PACKET RADIO тощо).

АЧХ фільтрів Чебишева має коливальний характер у смузі пропускання та монотонний – у смузі затримування. Нерівномірність згасання dA в смузі пропускання однозначно пов'язана з максимальним коефіцієнтом відбиття – Котр та коефіцієнтом стоячої хвилі – КСВ. Цей зв'язок показано у таблиці 1 . Основною перевагою цих фільтрів перед фільтрами з характеристиками Баттерворт є менший коефіцієнт прямокутності при однаковій кількості коливальних контурів.

Табл. 1

Залежність АЧХ, смуги пропускання, згасання, що вноситься фільтром, та коефіцієнта прямокутності за рівнями -6/-60 дБ від Cs наочно представлена ​​на рис. 2 та в табл. 2 а від Rd на рис. 3 та в табл. 3. Як приклад наводяться амплітудно-частотні показники восьмикристальних фільтрів Чебишева Т08-10-3100 з коефіцієнтом відбиття Котр=10%.

Мал. 2. Залежність АЧХ від Сs

Таблиця 2.

Мал. 3.Залежність АЧХ від Rd

Таблиця 3.

Аналіз даних показує, що Cs і Rd значною мірою впливають на смугу пропускання, згасання, що вноситься фільтром, і коефіцієнт прямокутності. Звідси висновок, що з якісного фільтра слід підбирати кварцові резонатори з мінімальними значеннями Cs і Rd.

Усунути зазначені недоліки спробували автори програми «Розрахунок кварцових фільтрів». У травні 2001 року одну з перших версій програми було розміщено на сайтах краснодарських ( http://www.cqham.ru/ua1oj_d.htm) та сайт (). Ця програма дозволяє розрахувати параметри трьох, чотирьох, шести і восьми кристальних фільтрів з характеристиками Баттерворта і Чебишева за методикою, описаною в і, і побудувати амплітудно-частотні характеристики проектованих фільтрів. У розрахунках використані коефіцієнти з таблиць. Позитивною відмінністю цієї програми є реалізація оригінального алгоритму розрахунку і побудови амплітудно-частотної характеристики квазіполіномінальних сходових кварцових фільтрів з використанням повної еквівалентної схеми заміщення кварцового резонатора. Алгоритм побудований на основі аналізу лінійних чотирьохполюсників, докладно описаного в .

Вигляд однієї з останньої версії (V-6.1.8.0) програми представлений на рис. 4. Форму, створену програмою, можна умовно поділити п'ять функціональних зон. Більшість площі форми займають графіки АЧХ. Над ними розташовані панелі з принциповими схемами фільтрів та результатами розрахунків. Праворуч від АЧХ знаходяться панелі вихідних даних резонатора та фільтра. У нижній частині форми розташований статус-бар, який відображає порядковий номер АЧХ та коротке найменування розрахованого фільтра, дату та час проведення обчислень, деякі підказки щодо роботи з програмою.

Мал. 4.Скріншот програми.

Слід пояснити скорочення, прийняті у програмі:

Амін- Мінімальне загасання, що вноситься;
F(Амін)- Частота мінімального згасання;
А(Fo)- Згасання на частоті послідовного резонансу;
dF(-N дБ)- Смуга пропускання за рівнем - N дБ;
Ck- Місткість корекції при розрахунку фільтрів зі зсувом смуги.

На додаток до функцій попередніх версій до програми введено кілька нових:

1. Збереження та відкриття файлу з даними резонатора та фільтра (Рис. 5.);

Мал. 5.

2. Побудова з накладенням до п'яти АЧХ різних фільтрів (Рис. 6);

Мал. 6.

3. У програму введено розрахунок та побудову АЧХ 4-х, 6-ти та 8-ми кристальних вузькосмугових фільтрів зі зрушенням вгору середньої частоти смуги пропускання. Ідея зсуву смуги пропускання запозичена з . Вона полягає в тому, що частота послідовного резонансу кожного кварцового резонатора підвищується за допомогою послідовно з ним коригувального конденсатора невеликої ємності (Рис. 7).

Мал. 7.

4. Програма дозволяє провести розрахунок фільтрів з характеристиками Баттерворта і Чебишева з яких від 10 до 25% (Рис. 8).

Мал. 8.

5. Побудова АЧХ провадиться з точністю до 1 Гц за частотою. Максимальна смуга АЧХ становить +/-30 кгц. При перевищенні цього значення програма видає повідомлення про помилку (Мал. 9).

Мал. 9.

6. У програмі є можливість за допомогою масштабування переглянути будь-яку ділянку АЧХ (Рис. 10). Для цього натисканням лівої клавіші миші виділяється прямокутний фрагмент графіка діагонально з верхнього правого кута в лівий нижній. Так можна зробити кілька разів, домагаючись необхідного масштабу зображення АЧХ. Повернення до вихідного виду здійснюється зворотним рухом миші - з правого нижнього кута в лівий верхній.

Мал. 10.

Мінімальні системні вимоги до роботи програми: Pentium MMX-166MHz, SVGA 800x600x16bit, RAM-16MB, Windows 9x/ME/XP/NT/2000.

Перевірка практично цієї програми показує високу точність результатів розрахунків. Похибка багато в чому залежить від якості проведення вимірювання параметрів кварцових резонаторів і може не перевищувати 2-5%. Як приклад наводяться результати розрахунку трьох кварцових фільтрів для короткохвильового трансівера, подібного .

При виготовленні цих фільтрів використовувалися малогабаритні резонатори кварцові UTECH на частоту 8867,238 кГц. Вибір упав на ці резонатори через високу точність їх виготовлення. Розкид за частотою послідовного резонансу партії з 30 шт. не перевищував +/- 150 Гц, а відхилення значень Ld та Cs вкладалися у допуск 0,1%. Вимірювання частоти послідовного резонансу цих резонаторів дало результат:

Fo=8861,736 кГц

За допомогою програми було розраховано кілька варіантів фільтрів і найприйнятніші зображені на рис. 11.

Мал. 11.Принципові схеми та основні параметри фільтрів.

ZQ1 – Т08-10-2800, фільтр 8-го порядку, з характеристиками Чебишева, нерівномірністю у смузі пропускання dA =0,044 дБ, коефіцієнтом відображення 10%, розрахунковою смугою пропускання 2800 Гц, використовується як фільтр основної селекції в режимі SSB.

ZQ2 - В06С-760, фільтр 6-го порядку, з характеристиками Баттерворта, з коригуючими ємностями, розрахунковою смугою пропускання 760 Гц, використовується як фільтр основної селекції в режимі CW. Зсув догори середньої частоти смуги пропускання щодо опорної частоти становить 1000 Гц.

ZQ3 – Т04-10-2400, фільтр 4-го порядку, з характеристиками Чебишева, нерівномірністю у смузі пропускання dA =0,044 дБ, коефіцієнтом відображення 10%, розрахунковою смугою пропускання 2400 Гц, використовується як підчисточний фільтр в режимі SSB.

Для виготовлення цих кварцових фільтрів потрібно 18 попередньо випробуваних та відібраних резонаторів. Випробування та відбраковування резонаторів проводили за допомогою автогенератора «ємнісна триточка» та частотоміра (наприклад - Ч3-57 або т. п.). Один із багатьох варіантів генератора показаний на рис. 12.

Мал. 12. Схема автогенератора

Особливість цієї схеми полягає у відсутності котушки індуктивності. Її функції у цій схемі виконує кварцовий резонатор. Порушується генератор поблизу частоти паралельного резонансу кварцу, у зоні, де його реактивний опір має позитивний індуктивний характер. Основна вимога до резонаторів цьому етапі – близькі значення частоти, відхилення якої має перевищувати чверті смуги пропускання фільтра. В іншому випадку отримати задані характеристики буде досить складно.

При відборі кварцових резонаторів є обов'язковим параметром Cs- статична ємність резонатора, яку можна визначити за допомогою приладу МТ-4080А, MIC-4070D або т.п. За відсутності подібних приладів можна скористатися нескладним генератором, схемою мостової та індикатором балансу (Рис. 13). Цей прилад дозволяє виміряти величини Csі Rd.

Мал. 13.Прилад для вимірювання Cs та Rd.

В останню чергу слід визначити динамічну індуктивність Ldкварцового резонатора. У літературі описано кілька способів визначення цього параметра. Найбільш точним і простим з них є моделювання чотирикристального кварцового фільтра Баттерворта та за його характеристиками розрахунок Ld. Для цього за допомогою згаданої вище програми розраховується фільтр, на макеті або в реальній конструкції він моделюється та налаштовується. У розрахунках вихідним значенням Ldдля частот близько 8-9 МГц можна прийняти 15-20 мГн. При налаштуванні слід досягти АЧХ за своєю формою найближчою до розрахованої. У налаштованого фільтра вимірюється смуга пропускання за рівнем –3 дБ. Вихідні та отримані в результаті моделювання дані дозволяють визначити справжню величину динамічної індуктивності кварцового резонатора Ld. Змінюючи у програмі вихідні значення Ldі dF, Домагаються в результатах розрахунків величин конденсаторів зв'язку та смуги пропускання, близьких до значень налаштованого фільтра. При повному збігу цих даних Ldнабуде справжнього значення.

ПРИКЛАД:

З партії кварцових резонаторів вибираємо 4 прим. з найближчими параметрами:

Fo=8861,736 кГц; Cs=6,3 пФ; Rd=5,7 Ом.

За допомогою програми розраховуємо чотирикристалічний фільтр Баттерворта. При заданих вихідних значеннях:

Ld=15 мГн; dF=2265 Гц;

отримали ємності зв'язку у фільтрі:

С2 = С4 = 100 пФ; С3 = 155,5 пФ.

На макеті за схемою рис. 16 або в реальному тракті прийому трансівера за допомогою ГКЧ налаштовуємо фільтр та вимірюємо смугу пропускання за рівнем –3 дБ. Отримали:

dF=3363 Гц.

У програмі, змінюючи вихідні значення тільки Ld і dF, досягаємо результатів розрахунків:

С2 = С4 = 100 пФ; С3 = 155,5 пФ; dF=3363 Гц.

Усі параметри збіглися при:

Ld=10,1 мГн.

Це значення динамічної індуктивності кварцового резонатора слід вважати істинним та використовувати його у подальших розрахунках фільтрів.

При виготовленні фільтра можна використовувати технологію, коли кварцові резонатори кріпляться пайкою на плату з двостороннього фольгованого склотекстоліту виводами вгору, а всі конденсатори фільтра монтуються між цими висновками та поверхнею заземлюючої плати (Рис. 14а).

Мал. 14.Конструкція кварцового фільтра.

Паяння резонаторів виробляється у двох кутових точках на попередньо облужену поверхню плати добре прогрітим паяльником потужністю 60-80 Вт. Час паяння не повинен перевищувати 2-3 секунди. Інакше є ризик зашкодити резонатору. Розміри плати для 8-ми та 6-ти кристальних фільтрів – 47,5х25 мм (Рис. 14b), а для 4-х кристального – 25х25 мм. Після закінчення налаштування фільтрів, вони закриваються кришками з лудженої жерсті і для герметичності пропаюються по периметру. Приклад використання 8-ми кристального фільтра можна побачити у .

Налаштування фільтрів зводиться в отриманні амплітудно-частотних характеристик, близьких до розрахованих за допомогою програми. У процесі налаштування фільтрів використовувався саморобний генератор частоти, що коливається, з повільною, порядку 8-12 Гц, розгорткою на базі осцилографа С1-76. На рис. 16 наводиться схема, друкована плата та розташування деталей цього ГКЧ.

b)	c)

Мал. 15.Генератор частоти, що коливається.

p align="justify"> Особливу увагу слід приділити узгодженню фільтра з каскадами УПЧ. У процесі експериментів з різними схемами включення фільтрів була обрана найбільш оптимальна з точки зору отримання заданої АЧХ і мінімального загасання. Така схема представлена ​​на рис. 16.

Мал. 16.Узгодження кварцового фільтра та УПЧ.

Кварцовий фільтр встановлений між двома контурами і має кожен контур неповне включення з допомогою ємнісного дільника. Крайні ємності фільтра при цьому входять до складу дільника ємності. Ці контури дозволяють трансформувати активний опір та компенсувати ємнісну реактивну складову вхідного імпедансу фільтра. У такій схемі узгодження забезпечується режим з мінімальними втратами сигналу, що призводить до мінімальних шумів в ланцюгах селекції приймального тракту. Каскад посилення, увімкнений перед фільтром, рекомендується встановити в стабільний режим постійного струму. Зміна струму транзистора супроводжується зміною вихідного опору каскаду. Це призводить до неузгодженості каскаду посилення та фільтра. На рис. 17 показано АЧХ на прикладі фільтра Т08-10-3100 при різному режимі узгодження з відхиленням величини Rнв межах +/-20% від Ропт.

АЧХ1 - Rн=Rопт; АЧХ2 - Rн ; АЧХ3 - Rн>Ропт.

Мал. 17.Залежність АЧХ від узгодження навантажень.

Наступний за фільтром каскад посилення на польовому транзисторі має великий, близько десятка кілоом, опір, який слабко змінюється за зміни коефіцієнта посилення. Тому рекомендується регульовані каскади встановлювати після фільтру. Для зменшення коефіцієнта шуму цього каскаду перший затвор слід увімкнути безпосередньо в контур. Наявність розділової ємності та високоомного дільника, що задає режим транзистора по першому затвору, збільшує напругу шумів підсилювача проміжної частоти. У підсилювачах на польових транзисторах серії КП306, КП350 для забезпечення оптимального режиму роботи каскаду в ланцюзі витоку потрібно стабілізоване негативне зміщення порядку –3…-5 В. Для цієї мети можна використовувати інтегральні стабілізатори 79L05 або ланцюжок з кількох діодів з КД4 т.п. .

На рис. 18, 19 і 20 наводяться реальні амплітудно-частотні характеристики розрахованих, виготовлених та налаштованих фільтрів. Результати налаштування фільтрів з високою точністю збіглися з результатами розрахунків цих фільтрів. Це вкотре показує, що не лише серйозні фірми з всесвітньою популярністю можуть створювати якісні кварцові фільтри із заданими параметрами. За наявності деяких навичок роботи з паяльником та вимірювальними приладами радіоаматор середньої кваліфікації може задовольнити свої потреби в одному з значних вузлів своєї апаратури – кварцовому фільтрі. Причому це йому обійдеться щонайменше у кілька разів дешевше, ніж придбання його у мережі роздрібної торгівлі.

Мал. 18.АЧХ фільтр Т04-10-2400.

Мал. 19.АЧХ фільтр Т08-10-2800.

Мал. 20.АЧХ фільтра В06С-760.

Усі охочі ознайомитися з програмою «Розрахунок кварцових фільтрів» можуть завантажити її останню демонстраційну версію за вказаними вище адресами. Для отримання повної безкоштовної версії програми необхідно за допомогою утиліти реєстрації, яка знаходиться там же, заповнити бланк та надіслати його по E-mail: ua1oj (at) atnet.ru. Програма має захист від несанкціонованого копіювання та розповсюдження, компілюється для кожного зареєстрованого користувача індивідуально, та працездатна лише на комп'ютері, на якому проходила реєстрація.

У невеликій журнальній статті складно докладно відповісти на всі питання. Кожен із них гідний викладу, як мінімум, у великому фоліанті. Але якщо читачі вважають, що деякі питання не розкриті або не досить точно викладені, то автор запрошує всіх небайдужих радіоаматорів до діалогу. Найбільш оперативно можна обмінюватись думками по E-mail. Роботи з удосконалення програми не припиняються і всі зауваження і пропозиції, що надійшли, не залишаться без уваги.

На закінчення автор висловлює свою глибоку подяку та вдячність Дмитру Курносову(м. Сєвєродвінськ) за співпрацю під час створення програми. Також хочеться висловити слова подяки Володимиру Полянському ( u102835 (at) dialup.podolsk.ru) та Ігорю Афанасьєву ( UN9GW (at) mail.ru) за поради та конструктивні критичні зауваження, зроблені під час обговорення матеріалів під час підготовки останніх версій програми.

Список литературы

1. Hardcastle J. A. (G3JIR)"Ladder crystal filter design"; "Radio Communication", February 1979.
2. Dr. Ulrich L. Rohde (DJ2LR)"Crystal Filter Design with Small Computers"; "QST" May 1981.
3. Жалнераускас Ст (UP2NV)"Кварцові фільтри на однакових резонаторах"; "Радіо" №1,2,6-1982, №5,7-1983.
4. Матханов П.М.«Основи аналізу електричних кіл. Лінійні ланцюги»; Москва, "Вища школа", 1972.
5. Глюкман Л. І."П'єзоелектричні кварцові резонатори"; Москва, «Радіо та зв'язок», 1981.
6. Бунін С. Г. (UB5UN), Яйленко Л. П. (UT5AA)«Довідник радіоаматора-короткохвильовика»; Київ, "Техніка", 1984.
7. Ханзел Г.Є.«Довідник з розрахунку фільтрів»; Москва, «Радянське радіо», 1974.
8. Гончаренко І. (RC2AV)"Поєднання смуг пропускання SSB/CW в кварцовому фільтрі зі змінною смугою пропускання"; «Радіоаматор» №11-1991.
9. Дроздов Ст Ст (RA3AO)«Коханці КВ трансівери»; Москва, «Радіо та зв'язок», 1988.
10. Білих А. В. (UA1OJ)"Балансний змішувач"; «Радіоаматор» №2-2001.

При реалізації частотних фільтрів необхідно враховувати особливості застосування. Раніше ми вже розглянули, що активні фільтри (найчастіше) зручно застосовувати для реалізації відносно низькочастотних фільтрів. зручно застосовувати в діапазоні частот від сотень кілогерц до сотень мегагерц. Ці реалізації фільтрів досить зручні при виготовленні та в ряді випадків можуть перебудовуватись за частотою. Однак вони мають малу стабільність параметрів.

Значення опору резисторів у фільтрі перестав бути постійним. Воно змінюється залежно від температури, вологості або старіння елементів. Те саме можна сказати і про значення ємності конденсатора. В результаті змінюються частоти налаштування полюсів фільтра та їх добротності. Якщо є нулі коефіцієнта передачі фільтра, їх частоти настройки теж змінюються. В результаті цих змін фільтр змінює свою. Про такий фільтр говорять, що він "розвалюється"

Подібна ситуація відбувається і з пасивними фільтрами LC. Правда в LC фільтрах залежність частоти полюса або нуля менше залежить від значення індуктивності та ємності. Ця залежність пропорційна квадратному кореню на відміну від лінійної залежності в RC схемах. Тому LC схеми мають більшу стабільність параметрів (приблизно 10 -3).

При застосуванні деяких заходів (таких як застосування конденсаторів з позитивним та негативним ТКЕ, термостабілізація) стабільність параметрів описаних фільтрів можна покращити на порядок. Проте при створенні сучасної апаратури цього недостатньо. Тому, починаючи з 40-х років XX століття, велися пошуки більш стабільних рішень.

У процесі досліджень з'ясували, що механічні коливання, особливо у вакуумі мають менші втрати. Було розроблено фільтри на музичних камертонах, струнах. Механічні коливання порушувалися, а потім знімали котушками індуктивності за допомогою магнітного поля. Однак ці конструкції виявилися дорогими і громіздкими.

Потім перетворення електричної енергії в механічні коливання стали робити за допомогою магнітострикційного та п'єзо ефектів. Це дозволило знизити габарити та вартість фільтрів. В результаті досліджень з'ясували, що найбільшу стабільність частоти коливань мають пластинки кварцових кристалів. Крім того, вони мають п'єзоефект. В результаті до теперішнього часу кварцові фільтри є найпоширенішим видом високоякісних фільтрів. Внутрішня конструкція та зовнішній вигляд кварцового резонатора наведено на малюнку 1.

Малюнок 1. Внутрішня конструкція та зовнішній вигляд кварцового резонатора

Поодинокі кварцові резонатори рідко використовуються в кварцових фільтрах. Таке рішення зазвичай використовується радіоаматорами. В даний час набагато вигідніше купити готовий кварцовий фільтр. Тим більше, що на ринку зазвичай пропонуються фільтри на найпоширеніші проміжні частоти. Фірми-виробники кварцових фільтрів скорочення габаритів використовують інше рішення. На одній кварцовій пластині напилюється дві пари електродів, які утворюють два резонатори, пов'язані між собою акустично. Зовнішній вигляд кварцової пластинки з подібною конструкцією та креслення корпусу, куди вона розміщується наведено на малюнку 2.

Рисунок 2. Зовнішній вигляд кварцової пластинки з двома резонаторами, креслення корпусу та зовнішній вигляд кварцового фільтра

Подібне рішення отримало назву кварцової двійки. Найпростіший кварцовий фільтр складається з однієї двійки. Її умовно-графічне позначення наведено малюнку 3.

Малюнок 3. Умовно-графічне позначення кварцової двійки

Кварцова двійка за електричними параметрами еквівалентна схема смугового фільтра з двома зв'язаними контурами, наведеною на малюнку 4.

Малюнок 4. Двоконтурна схема фільтра, еквівалентна кварцовій двійці

Відмінність полягає у досяжній добротності контурів, і, отже, смузі пропускання фільтра. Виграш особливо помітний на високих частотах (десятки мегагерц). Кварцові фільтри четвертого порядку виконуються двох двійках, пов'язаних між собою з допомогою конденсатора. Вхід і вихід цих двійок не еквівалентний, тому позначається точкою. Схема даного фільтра наведено малюнку 5.

Рисунок 5. Схема кварцового фільтра четвертого порядку

Фільтри L1C1 і L2C3 зазвичай призначені для трансформації вхідного і вихідного опору і приведення їх до стандартного значення. Подібним чином будуються кварцові фільтри восьмого порядку. Для їх реалізації використовують чотири кварцові двійки, але на відміну від попереднього варіанту фільтр виконується в одному корпусі. Принципова схема такого фільтра наведена малюнку 6.

Рисунок 6. Принципова схема кварцового фільтра восьмого порядку

Внутрішню конструкцію кварцового фільтра восьмого порядку можна вивчити на фотографії фільтра зі знятою кришкою, яка наведена на малюнку 7.

Малюнок 7. Внутрішня конструкція кварцового фільтра восьмого порядку

На фотографії чітко проглядаються чотири кварцові двійки і три конденсатори поверхневого монтажу (SMD). Подібна конструкція використовується у всіх сучасних фільтрах як проникаючого, так і поверхневого монтажу. Її застосовують як вітчизняні, і зарубіжні виробники кварцових фільтрів. З вітчизняних виробників можна назвати ВАТ "Моріон", ТОВ НВП "Метеор-Курс" або групу підприємств П'єзо. У списку літератури наведені деякі із зарубіжних виробників кварцових фільтрів. Слід зазначити, що наведена малюнку 7 конструкція легко реалізується й у корпусах поверхневого монтажу (SMD).

Як ми бачимо, зараз немає проблем купити готовий кварцовий фільтр із мінімальними розмірами та за прийнятною ціною. Їх можна використовувати для проектування високоякісних приймачів, передавачів трансіверів та інших видів радіообладнання. Для того, щоб легше орієнтуватися в типах пропонованих на ринку кварцових фільтрів, наведемо графік типових залежностей амплітудно-частотної характеристики від кількості резонаторів (полюсів), наведену фірмою SHENZHEN CRYSTAL TECHNOLOGY INDUSTRIAL

Рисунок 8. Типова форма АЧХ кварцового фільтра в залежності від кількості полюсів

Література:

Разом із статтею "Кварцові фільтри" читають:

http://сайт/Sxemoteh/filtr/SAW/

http://сайт/Sxemoteh/filtr/piezo/

http://сайт/Sxemoteh/filtr/Ceramic/

http://сайт/Sxemoteh/filtr/Prototip/

Нагромадилася цікава інформація від радіоаматорів, які виготовили основні плати "Портативного TRX" і від "повторювачів" - трохи необґрунтованих претензій - "чому воно не працює так, як працює FT-1000MP?".

Ще раз загострюю увагу читача на тому, що "за все потрібно платити" і трансівер, який задуманий як подоба імпортних "мильниць", тим більше без ретельного настроювання та налагодження - ніколи не покаже навіть тих параметрів, про які написано в розділі "Портативний TRX ”. Ще раз нагадую - чим простіше схемотехніка - тим ретельніше потрібно витягувати максимальні параметри буквально з кожного каскаду. А якщо ви придбали комплект кварцових фільтрів за 10 $, невідомого походження і з невідомої АЧХ, впаяли пластмасові транзистори невідомого виробництва і до того ж з теоретично прогнозованими параметрами (в основному зі слів торговця на радіоринку у якого вони куплені), та ще й котушки- трансформатори намотали на фериті 100-річної давності зі "сміття" - що ж можна очікувати від такого "монстра"? Пропоную подивитися на характеристики основної плати №3, яку мені надіслав Олег(US5EI) із Дніпропетровська. Він ризикнув піти шляхом, на перший погляд дешевому і найбільш оптимальному, з його точки зору, а вийшло навпаки - "раніше було погано, а тепер все гірше і гірше ...". Плату він робив сам і "трохи" (на його думку) змінив конфігурацію доріжок під ті кварцові фільтри, які він придбав готовими. Варіант 4+4 або 6+4 кристалів у фільтрах він порахував за не заслуговує на увагу - застосував “стандартний” радіоаматорський варіант - 8+4. Інші залозки на платі застосовані зі старих запасів (читай - мотлоху). Все "це" було запаяно на саморобну плату, ну а надалі - вийшло "як завжди". Спроби пожвавити "монстра" закінчилися - "зверненням до автора".

Найголовніше завдання при виготовленні приймача – забезпечити чутливість та селекцію сигналу. Без якісного кварцового фільтра це завдання TRX з одним перетворенням вирішити не можна.

Скільки разів уже було про це писано-переписано в радіоаматорській літературі? Але мені знову доводиться повертатись до цього питання. За більш ніж 20 років практично постійного КВ - конструювання і що важливо, стільки ж років роботи в ефірі (т.к. є конструктори, яких в ефірі практично ніхто і ніколи не чув - що можна сказати про їх “навички та підходи” до реалій аматорського ефіру???) зробив собі висновок - не можна економити на фільтрі основної селекції - якщо хочемо побудувати досить якісне "Радиво". ФОС повинен мати загасання у смузі затримування не менше 70-80Db при мінімальному згасанні у смузі пропускання. Максимальні цифри затримки нам потрібні на низькочастотних діапазонах. Зазвичай рівні там зараз 59+20-40 Db, тобто. при згасанні фільтра в 80Db і при прийнятому сигналі +40Db можемо припустити його "пролаз" на 2-3 бали за шкалою S-метра. Такі рівні вже не зможуть вплинути на роботу наступних каскадів за XTAL ZQ. А от якщо з'явиться сусід на цьому діапазоні рівнем +80Db - ситуація змінюється не в “нашу” бік. Не будемо брати за основний параметр приймача - роботу одному діапазоні одночасно з сусідом, т.к. швидше за все і йому така робота буде "не в радість", та й для "боротьби з такими рівнями" існує радикальний метод - атенюатори.

У тих сотнях кварцових фільтрів, які за ці роки довелося зробити, загасання за смугою пропускання характеризувалося приблизно 10Db на кварц. З невеликою відмінністю в той чи інший бік залежно від якості та розмірів кварців. Маю на увазі кварцові фільтри за сходовою схемою. Основний недолік таких фільтрів - це затягнутий нижній схил АЧХ. Шестикристальний фільтр з кварців у Б1 військового виробництва (не плутати з генераторними!) має загасання за смугою пропускання не менше 70Db. На жаль, про такі кварці потрібно забувати - старі запаси закінчуються і "більше такого не буде". На сьогодні найдоступніший (але не найкращий!) варіант - купуємо маленькі кварці на 8,867MHz на радіоринку і намагаємося з них щось ваяти. Слід звернути увагу на тип і якість кварцу. Їх пропонується десятки типів та конструкцій, але не з усіх можна робити фільтри. Найякісніші дозволяють виготовляти цілком “придатні” фільтри. Принаймні – не гірше, ніж із генераторних кварців у Б1 старого зразка. Вісім кристалів дають не менше 80Db загасання за смугою, що, як зазначив вище, цілком достатньо для трансівера, призначеного для “звичайної” роботи в ефірі. Можна зробити один восьмикристальний фільтр і заспокоїтися, але отримаємо маленький фільтр (маю на увазі з маленьких сучасних кварців), у якого між входом і виходом 3,3см, згасання в смузі від 2 до 4Db і нерівномірність до 4-6Db. Встановлюємо його в "основну плату" і в результаті отримуємо "пролаз" минаючи фільтр в кращому випадку -60Db, а у варіанті основної плати Олега US5EI -40Db. Як робити сам фільтр - вже розписував в описі "КВ трансівера". Будь-які "гарні" варіанти друкованих плат під кварцами, "елегантних" коробочок і т.д. - небезпечні як погіршенням добротності кварців (коли встромляємо ніжки кварцу в склотекстоліт) і “пролізанням” сигналу минаючи самі платівки кварців. Якщо і робити фільтри в коробочках - то потрібно корпуси кварців обов'язково землі на коробку, яку краще виготовити з тонкого лудженого металу, а весь монтаж всередині виконувати на ніжках кварців. Подивіться – таким чином виконані всі заводські фільтри. Приймаю варіант виготовлення саморобної плати і фільтра на ній тільки зі збереженням фольги з боку установки деталей під загальну "масу", з подальшим припаюванням корпусів кварців на неї і потім ще можна зверху накрити фільтр коробкою, що екранує, з лудженої жерсті з припаюванням всіх сторін на фольгу плати. Так, згоден – так не дуже красиво, технологічно, швидко тощо. але тільки в такий спосіб можна максимально уникнути "пролазу". Та й за що в першу чергу "боремося" - за "під фірмовий вигляд" або збереження максимально досяжних параметрів самого фільтра? Це вирішує для себе кожен конструктор сам, індивідуально.

Раніше виготовляв, наслідуючи загальну радистську “тенденцію”, поодинокі восьмикристалічні фільтри. Але після того, як почали закінчуватися все частіше і частіше кварці в корпусі Б1, з якими набагато зручніше працювати - пішли в хід та запаси кварців у маленькому корпусі - на них написано РК169. І ось тут і "вилізла" тенденція складності отримання мінімальної нерівномірності у смузі пропускання та "пролізання" минаючи фільтр у восьмикристальних ZQ. Наслідували відповідні спроби “перемогти проблеми”…. Що й призвело до варіанта побудови чотирьох та шестикристальних фільтрів. Ще більше затвердила це рішення інформація про фазові характеристики фільтрів - чим більш "довгий" фільтр (що більше в ньому ланок) тим більше отримуємо фазовий "брязкіт" фільтра. Так як кожна ланка має індивідуальні фазові характеристики, які, швидше за все, не збігатимуться з характеристиками інших ланок – це і призводить до “дзвону”. Таке явище ми можемо чітко чути на власні вуха у вузькосмугових багатоланкових фільтрах. Хоча у фільтрах для SSB цей “дзвін” практично неможливо почути – деякі обдаровані “слухачі” навіть за сигналом в ефірі можуть визначити – працює ЕМФ або вузький кварцовий фільтр (на мою думку – це звичайно питання “філософський” – читай – спірне). При практичній реалізації набагато легше забезпечити плоску вершину АЧХ у шестикриштальному і майже “автоматично” нерівномірність менше 1Db виходить у чотирикристаловому фільтрі. Згасання в смузі пропускання 6-ти кристального ZQ найчастіше не перевищує 2-3Db, а у 4-х кристального до 2Db. Але оскільки згасання у смузі затримування у таких фільтрів недостатньо для КВ трансівера – довелося розробити основні плати №3 та №4. Тобто. встановлюємо фільтри “паровозиком” з активними каскадами, що узгоджують між ними. Реальні виміри наскрізної АЧХ такого варіанта побудови показано на рис. №1.

Вимірювання проведено на аналізаторі СК4-59. Сигнал подавався на перший каскад VT1 основної плати №3 і знімався з обмотки котушки зв'язку в стоку VT4 (при від'єднаному детекторі). Основна плата №3, виготовлена ​​Олегом (US5EI), показала згасання у смузі затримування приблизно 45Db при нерівномірності у смузі до 8Db рис.

Можливо, мені вдасться сфотографувати екран СК4-59 з АЧХ наскрізного тракту плати US5EI та “стандартної” плати №3 з двома 4+4 кварцовими фільтрами для наочного порівняння – поки що можу запропонувати лише змальовані картинки. Нерівномірність у смузі пропускання першого 8-ми кристального фільтра досягає 7Db, а згасання за смугою пропускання трохи перевищує 40Db.

Рис №2. АЧХ плати US5EI восьмикристальний фільтр + четирехкристальний

Рис3. АЧХ 6-кристального фільтра виміряна Х1-38 (шкала лінійна)

Рис4. АЧХ 6-кристального фільтра виміряна СК4-59 (шкала логарифмічна)

Рис5. АЧХ 6+4-кристального фільтра виміряна Х1-38 (шкала лінійна)

Рис6. АЧХ 6+4-кристального фільтра виміряна СК4-59 (шкала логарифмічна)

Основна плата №3 виготовлена ​​US5EI

Чому й напрошується висновок - чи є сенс взагалі застосовувати "серйозні" кварцові фільтри в одноплатному варіанті трансівера? Швидше за все – так, ніж ні. Але до якогось певного рівня загасання за смугою пропускання, тому що в одноплатній конструкції все одно "пролазу" не уникнути. Наводжу для прикладу "змальовані" з екрану СК4-59 дві АЧХ основної плати №3 - перша з 4+4 фільтрами, друга 6+4 фільтри (рис. №1). Другий 4-х кристальний фільтр у цій “лабораторній роботі” не змінювався, тому наскрізна АЧХ 6+4 варіанти виявилася трохи вже, ніж хотілося б, через невелику невідповідність центральних частот цих фільтрів – вони зміщені один щодо одного на 200Hz. Але навіть у такому варіанті застосування - коли "ворота" фільтрів не в "створі" - відмінність загальної АЧХ на краще. Як за коефіцієнтом прямокутності (Кп =1,96 варіанта 4+4 і Кп =1,78 варіанта 6+4) за рівнями -10Db і -60Db, так і за згасання за смугою пропускання - приблизно 75Db у варіанта 4+4 і більше 80Db у варіанта 6+4. Слід зазначити, що рівні більше 70Db складно точно виміряти приладом (шкала проградуйована в десятках Db) не вдаючись до додаткової маніпуляції ручками атенюаторів та вихідних рівнів. При розтягуванні картинки АЧХ вгору - спостерігається перевантаження вхідних підсилювачів приладу - верхня планка АЧХ стає плоскою - спостерігається обмеження. Якщо ж розтягувати вниз - там просто вже немає каліброваної сітки на екрані ЕПТ. Що діється в смузі пропускання АЧХ наскрізних трактів - зручніше подивитися за допомогою X1-38, цей прилад має градуювання АТТ в одиницях Db і екран набагато більше і наочніше. Жаль тільки, що він забезпечує лише лінійний режим роботи. Нерівномірність у смузі пропускання варіантів 4+4 та 6+4 фільтрів, які додатково підлаштовані у самій платі, не перевищує 2Db. Нерівномірність АЧХ у платі US5EI склала майже 10Db.

Висновок.

Він напрошується сам собою із цих “лабораторних робіт”. Будь-який саморобний кварцовий фільтр, незалежно від кількості кварців в ньому, "бажає" додаткового підстроювання при встановленні в плату. Звичайно, привабливо купити за 10 $ комплект фільтрів, впаяти їх у плату, покрутити сердечники найближчих до фільтра котушок і все - вперед - мікрофон "у зуби" - "усім, усім в Азії та Прибалтиці"... На жаль, доведеться засмутити любителів "легкого життя" ”. По-перше, чого можна очікувати від кварцового фільтра вартістю в 10 доларів? Будучи на "радіовиставці" у Фрідріхсафені (Німеччина) спеціально займався пошуком комплектуючих для TRX і вдалося знайти (із сотень пропозицій) за 30 марок фільтри на 9MHz від якоїсь англійської фірми, але якість цих виробів ... Найдешевші кварцові фільтри, які вже схожі за своїми характеристиками дійсно те, що нам потрібно, коштували не один десяток марок. Ну, не будемо поки що тут про сумне…

Потрібно пам'ятати, що кварцові фільтри, зібрані за сходовою схемою, дуже критичні параметрам тих каскадів, між якими буде включений фільтр. Будь-яке (навіть на перший погляд) незначне відхилення від номінальних R або С навантажувальних, які були отримані на стенді при виготовленні фільтра, викликають зміни в АЧХ і, швидше за все, не в “потрібну” сторону. Та ще приплюсуйте сюди "реактивності" ємностей та індуктивностей каскадів - в результаті отримуємо - "як завжди" ... Яскравий приклад - чуємо на низькочастотних діапазонах у вечірній час .....

Як показує досвід, ситуація не настільки “страшна”, щоб взагалі відмовитися від саморобних фільтрів. При встановленні в плату доведеться підібрати навантажувальні опори (R8, R15) і по 1-2 крайніх конденсаторів у фільтрах. Наприклад, після каскаду на полевику VT1 найчастіше послідовна ємність С7 на вході ZQ виключається і замінюється перемичкою, а наступний конденсатор С8 вимагатиме зменшення ємності. Те саме стосується двох кондерів з іншого боку фільтра (С11,С10) - потрібно їх підібрати в конкретній схемі включення (читай - знайшовши певний "консенсус" між необхідною якістю роботи каскаду на VT3 і АЧХ фільтра). Слід зазначити, що набагато легше забезпечити плоску вершину АЧХ у фільтрах з меншою кількістю пластин, ніж у багаторезонаторних. Тепер повернемось до кількості кварців. В одноплатній конструкції основне завдання - звести до мінімуму "пролізання" сигналу минаючи фільтри. Більше 95-90Db не вдається отримати у випадках плат "Портативного TRX". Перевірено і варіант 6+6 ZQ. І не треба "гірко плакати" з цього приводу - подивіться АЧХ трансівера, яка наведена в журналі Радіохоббі 2/98г. стор.29 - Георгій UT5ULB проводив її вимір у "крутому" (в RA3AO) з радянських апаратів…. Керуючись накопиченим досвідом та рекомендовано застосування 4+4 у таких платах. Для поліпшення загальної прямокутності можливий варіант 6+4. Він поступається варіантом 4+4 у більшому (на 1Db) згасанні в смузі пропускання. Але помітно краще як по крутості скатів АЧХ, так і у більшому згасанні у смузі затримки (на 10Db). Це добре видно на малюнку №1. Якщо передбачається робота на TRX в основному на високочастотних діапазонах - більше 8 кварців використовувати немає сенсу - в цьому варіанті ми отримуємо майже плоску вершину АЧХ (нерівномірність навіть при "лінивому" налаштуванні фільтрів не перевищує 2Db) і мінімальні втрати отриманого сигналу. Якщо ж нам не потрібен максимальний "нюх" трансівера, а припускаємо "боротися за місце під сонцем" на низькочастотних діапазонах - тоді кращий варіант 6+4. До речі, вкотре переконався у вірності застосування “паровозиків” каскадів з фільтрами з менших кількостей пластин, ніж вісім, при спілкуванні з Анатолієм UA1OJ - одним із авторів програми з розрахунку кварцових фільтрів. Ось його висновки - “Загасання фільтра у 2-3Db мені жодного разу не зустрічалося. Найчастіше бувало 6,5-8Db. Навіть демка (демонстраційна версія програми розрахунку кварцових фільтрів, уточнення UT2FW) у цьому допомагає переконатися. А її результати близькі моїм практичним вимірам”. Такі цифри згасання найчастіше виходять у 8-ми резонаторному фільтрі з випадково вибраних, а точніше взагалі не вибраних, а куплено те, що було запропоновано на радіоринку. Тепер уявіть собі, якщо в гонитві за горезвісною вибірковістю по сусідньому каналу встановимо стандартний набір (один 8-ми, а другий 4-х) з таких кварців. На мій погляд, зовсім не в кількості кварців у фільтрах потрібно шукати проблему "сумісності" сусідніх станцій, а як роботу вихідних каскадів передавачів! Що користі з того, що буде встановлений навіть високоякісний фірмовий мультибаксовий фільтр у трансівері - якщо включиться сусід на двох "рогатих", які розгойдуються двома ГК-71? Справа навіть не у вихідній потужності, а в безглуздості користувача такого монстра - коли всі ручки вправо до упору. Можна використовувати і дві ГУ-84Б і не заважати ні ближнім, ні далеким сусідам. А можна і з вихідного каскаду на ГУ-29 - "у легкому режимі при 300V на аноді - вичавити підлогу ампера струму" - працюючі на низькочастотних діапазонах мене чудово зрозуміють. Ну, це тема для іншої статті.

Для конструюючої публіки буде цікаво подивитися нутрощі і сучасного буржуїнського ТРХ. Наводжу фото основної плати RX-TX разом із блоком синтезатора (екранована коробочка з трьома котушками, кришку зняв для огляду нутрощів) FT-817, який використовую як контрольний приймач. Він розкритий та працює 0,1-156Мгц, 420-470Мгц. Зрозуміло, що як аматору, що паяло, мені було цікаво дослідити його характеристики. Якщо коротко - АЧХ приймального тракту з фільтром фірми muRata CFJ455K приблизно відповідає АЧХ “Портативного ТРХ” з основною платою №2. Трохи вище прямокутність фірмового фільтра з боку нижнього ската - це помітно і при прослуховуванні ефіру. Але спробуйте поцікавитися вартістю такого фільтра - і тільки потім робити висновки, що краще, а що гірше.

FT-817 від фірми Yaesu.

Вихідна потужність цього апаратика заявлена ​​фірмою 5Вт, реально в режимі SSB 2,8Вт тому багато в ефірі на ньому не напрацюєш. Неспішно готую закінчену конструкцію зовнішнього ШПУ з Рви до 200Вт під такі ТРХ. В одній коробці розміром 1:1 як Портативний ТРХ розташовуються ШПУ, СУ, КСВ-метр, БП. Інформація про готовність з'явиться на моєму сайті і, швидше за все, в журналі “Радіохоббі”, який найбільш оперативно готує публікації. А можливо, якщо буде на цей час і бажання і оглядова докладна стаття - чого ж енто за "мильниця" така FT-817 і з чим її потрібно "споживати"??? Тим більше, що була можливість протягом деякого часу проводити реальні порівняння FT-817 з FT-100D, TS-870 та висновки (принаймні для себе J), звичайно, були зроблені.

Деякі "повторювачі" відзначали "непригнічену" неробочу бічну смугу у варіанті 4+4, особливо накрутивши максимально обмеження сигналу. У цьому немає нічого дивного із застосуванням таких фільтрів. Нижній схил у сходових фільтрів затягнутий і частина неробочої бічної смуги "пролазить". Питання лише у придушенні її залежно від відбудови по частоті. На рис.№1 вертикальною рисою показано зразкове розташування частоти опорного генератора (як правило, 300-400Гц нижче точки на нижньому схилі за рівнем -6Дб) на нижньому схилі фільтра - Fop. Потрібно мати настільки крутий нижній схил АЧХ, щоб він забезпечував придушення хоча б на 50Db на частоті опорного генератора (це саме ті мультибаксові фільтри про які написано вище) - якщо ви поставили собі завдання одним махом придушити всі мислимі і немислимі бічні. У варіанті 4-х резонаторного фільтра придушення в районі частоти опорника становить 18-20Db, а в 6-ти резонаторному 22-30Db. Тому, якщо ми накрутимо максимальне обмеження сигналу і пропустимо його через 4 кварці, та ще такий сигнал підсилимо лампою ГУ81М (у “легкому” режимі - при 1500В на аноді! L) - сусіди будуть у “захваті”... Про це вже попереджав в описі "Портативного ТРХ". Нижче даю теоретично розраховані "картинки" одного шестикристального ZQ і суміщені АЧХ на одному графіку трьох-чотирьох-кристальних фільтрів.

Мова повинна йти не "просто" про придушення неробочої бічної, а про придушення її в залежності від розладу частоти опорного генератора. Зрозуміло, що придушення буде різним при відбудові вниз від частоти опорника, наприклад, на 500Гц або на 3Кгц. Приблизно середина віртуальної смуги пропускання (уявіть собі дзеркальну АЧХ фільтра ліворуч від частоти опорника) “непридушеної” бічної буде нижче частоти опорного генератора на 2Кгц - це теоретично розрахованому 6-ти кристальному фільтрі частота 8860,5Мгц - що згасання цілком достатньо для такого класу трансіверів. Звичайно, у реалії виходить найчастіше гірше, що пов'язано як з якістю виготовлення самих фільтрів, так і з якістю виготовлення та налаштування основної плати. До речі, якщо ви хочете прорахувати і побачити АЧХ фільтрів з тих кварців, які були з нагоди придбані на радіоринку і немає жодного бажання їх попередньо робити (т.к. - і ліньки, та й приладів немає) для цієї мети - рекомендую звернути пильне увагу на програму розрахунку кварцових фільтрів, демонстраційну версію якої мені під час підготовки цієї статті люб'язно надав Анатолій UA1OJ. Програма складалася не просто програмістом, що віддалено уявляє собі “чого енто таке за маленькі залізні коробочки?”, а під пильним оком радиста не з чуток знає як збираються такі “коробочки”. Хоча мені ближче за духом практичне виготовлення та перевірка АЧХ на приладах реальної конструкції фільтра, ніж теоретизування за допомогою кнопок комп'ютера.

Наскрізна АЧХ ТРХ RA3AO, виміряна Георгієм UT5ULB -